PDN是电源完整性中重要的角色之一。
对于了解PDN的工程师来说，PDN的设计轻而易举。而对于一知半解的人，PDN就像不可跨越的鸿沟，阻断了其技术晋升之道。
想必我们都听过，电容的重要作用之一就是去耦。
那么，在你的原理图设计和PCB设计过程中，你是如何设计去耦电容的呢？
当你摆放上一颗电容的时候，是否有想过，
为什么放置的是100nF而不是470nF？
为什么放置的是0201封装而不是0402封装？
为什么这个电容要摆放在这个位置？到底是横摆好还是竖摆好？
如果你从未考虑过以上3个问题，而你又想成为技术大咖，那么请喝口水，端坐，认真阅读接下来的硬知识。
什么是PDN？
PDN全称为power delivery network，翻译为中文为电源分配网络。仅从字面意思上，似乎很难理解这个概念。
我们换个角度来看。
网络可以干什么呢？想必很多人都知道，网络可以传送信息。而电源分配网络能干什么呢？自然而然，电源分配网络就是为了传送电流，输送功率。
所以，电源分配网络（PDN）就是将电源功率从电源输送给负载的实体路径。电流通过PDN从电源端流向负载端，再通过PDN，从负载端流回电源端。
假如拿电池，接两根线点亮1个灯泡。
那么正极和负极的两条线就叫PDN。
为什么要研究PDN？
通过以上的例子，似乎PDN瞬间变得简单了，但如果真的这么简单，我们又何必大动干戈地去研究PDN呢？这就要研究理想与现实的差异了（又一个活生生的例子）。
在我们以前的学习过程中，都假设导线是理想模型，即：
无阻抗，（R0=0Ω），
无寄生电感（L0=0pH），
无寄生电容（C0=0pF）。
而实际生活中，任何金属都存在很低的阻抗和寄生电感，导线的实际模型如下：
所谓良好的导体实际是：
阻抗很低，（R0=8mΩ），
寄生电感很低（L0=8pH）
C0和G0则依赖于正极导线和负极导线的距离。一般C0极小，G0极大。
那么，原本简单的PDN，随着应用场景不同，也会出现相应的问题。以电池灯泡模型为例：
假如点亮灯泡需要至少5V的电压，1A的电流，在理想导线模型下，我们电池只需要输出5V即可。但实际情况下，由于正负极导线均存在8mΩ的阻抗，正负极导线会存在大约1Ax16mΩ=0.016V的压降，若想点亮灯泡，电池需要至少5.016V的电压。经过PDN的电流越大，压降越大，要求PDN的供电电压更高。
假如点亮灯泡需要的不是稳态电流，而是幅度1A，频率1GHz的交流电流，在理想导线模型下，无论频率怎么变化，电池都可以满足灯泡的需求。而实际情况下，由于正负极导线均存在8pH的寄生电感，导线上存在放入感抗X0=1GHz x 2π x 16pH=100mΩ。经过1A电流，压降为0.1V。所以需要电池供电电压至少为5.1V。频率越高，阻抗越大，压降也越大，要求的供电电压要更高。
可以看出，负载大小和负载频率的变化，最终都会导致PDN传输的负载的电压不再与电源输出相等，一旦负载获得的电压低于负载的工作需求，就会导致负载发生不可预见性的故障。
所以研究PDN的物理意义如下：
当负载稳态电流达到某个值时，PDN直流阻抗不得超过XXX(mΩ)，来保证最大电流场景下，电源的供电电压满足负载的工作电压范围，这是PDN的低频部分。（Eg：我们经常会根据这个特性来计算PDN的目标值。假如某电源稳态输出为1V，最大电流为3A，要求输入电压波动不得小于5%（50mV），则目标阻抗Z0=16.6mΩ。故PDN直流阻抗务必小于16.6mΩ。）
当负载瞬态电流随着频率变化是，PDN上的寄生参数要足够小，来保证在某一频段范围内，PDN阻抗不得超过XXX(mΩ)，来保证最大电流场景下，电源的供电电压满足负载的工作电压范围，这是PDN的高频部分。
如何读懂PDN曲线？
我们经常会看到PDN的仿真报告中，会给出如下形式的曲线：
纵坐标为阻抗，横坐标为频率。
通过PDN的物理意义，我们可以轻松看出：
该图要求频率从1KHz到1GHz之间，PDN阻抗要低于30mΩ以下。
实际PDN曲线在100MHz附近，大约300MHz以上时，PDN阻抗超标。其他频率范围，PDN满足要求。
现在我们通过简单的电池灯泡模型，理解了PDN的作用，PDN的物理意义以及PDN曲线读图。
为什么高速PCB对PDN的要求很严格？
之前用电池灯泡模型，为大家介绍了PDN的概念。电池灯泡模型是直流供电，负载很稳定（频率为0Hz），而且灯泡的负载特性几乎可以等效为电阻。所以电池灯泡模型，对PDN要求很低，拉两条线即可。
而如今随着集成电路工艺和PCB工艺的发展，硬件产品对PDN的要求也变得越来越高。究其原因，主要有如下3点：
处理器频率越来越高，对PDN的要求也越来越高。
随着现在处理器芯片的工作速度越来越高，内核电压也在逐渐降低。（数字逻辑1为高电平，同样的驱动能力，电压从0到1V需要的时间比电压从0到3V需要的时间短，需要的时间短，逻辑处理速度就高）。老处理器内核电压以3.3V为主，如今很多高端的处理器芯片内核电压为0.8V-1.3V之间，甚至更低。如果仍然按照0.8xVDD为逻辑1，0.2xVDD为逻辑0。老处理器逻辑1的电压范围为3.30.8=2.64V到3.31=3.3V，所以容许PDN上可以有660mV的压降。
新处理器逻辑1的电压范围为10.8=0.8V到11=1V，所以仅容许PDN上可以有200mV的压降。比老处理器的容限低了3倍。
根据欧姆定律，负载若消耗同样的电流，则新处理器的PDN阻抗就需要至少降低3倍。所以，处理器工作频率越高，对PDN要求更为严苛。
芯片集成度越来越高，负载特性越来越复杂，对PDN的要求变得越来越高。
随着集成电路工艺的发展，芯片的集成度越来越高，高端的处理器内部继承了了成千上万亿个开关管，当这些开关同时打开或者关闭时，产生很大的瞬态电流。当这些开关管周期性交替打开关闭时，会产生各种频率的瞬态负载电流。这样的负载特性比电池灯泡模型远远复杂的多。所以更加要求PDN的直流阻抗要低，ESL要小。
电子产品体积越来越小，芯片功能却越来越复杂，对PCB布局和布线的挑战也更高，增加了PDN的设计难度。
PCB变得复杂了，一旦在布局布线过程中，考虑不慎则满盘皆输。
经验不足者，经常会遇到这样的情况，先走了关键信号，走完后发现信号贯穿了整个板子，导致电源和地平面不完整，去耦电容到芯片引脚的路径被打散，增加了寄生参数，造成PDN性能差。如果优化PDN，又导致布好的关键信号需要重新走线，增加了工作量。但事实上，大部分处理器芯片厂商在封装IC的时候，已经考虑了电源完整性和信号完整性，如果你的设计过程中，发现某关键信号导致PDN出了问题，那优先排查关键信号走线是否合适，大部分芯片在布局布线结束后，你会发现布线区域和电源平面区域，划分的井井有条，业界俗称走线顺。
综上，高速PCB使用的处理器有着很高的处理速度，很高的集成度，很复杂的功能。从而高速PCB对PDN的要求也更为严苛。在未来的硬件设计中，PDN的概念将和现在的欧姆定律一样，司空见惯。
PDN不好，对高速PCB的影响是什么？
把上面的问题反过来看，就能轻松总结出PDN对高速PCB电气性能影响是什么：
PDN上DCR过大，造成电压不足，从而造成处理器运行过程中出现死机、掉电、反复重启等问题。PDN上ESL过大，造成电压有过冲和跌落，过冲甚至导致芯片过压击穿。信号通常通过PDN来获取或者返回电流，多个信号共电源或者共地，造成信号之间的串扰耦合增强。PDN上地端阻抗偏大，会导致信号的参考地被抬高。PDN上电源端阻抗偏大，会导致信号高电平副值偏低，严重者，导致数字信号逻辑错误。PDN上DCR和ESL偏大，会造成电源震荡，产生EMI问题。
PDN的组成部分。
让我们在原理图设计，布局，布线之前，就能在脑海中勾勒出PDN蓝图。胸有成竹地设计出优良性能的PDN。
高速PCB上PDN由哪几部分组成？
以电池灯泡模型为例，可以轻松看出，PDN主要由电源（电池），和传输路径（导线）组成。
在高速PCB上，PDN同样由电源和传输路径组成。但在高速PCB上，电源和传输路径的形式有很多。
电源的形式有开关电源，LDO，电池，电容，电源-地平面对等。 传输路径有PCB走线，PCB过孔，芯片封装等。
将上述部分按照功能类型分类：
开关电源、LDO、电池这些可以成为电压调节模组（VRM），也就是我们俗称的电源。
电容按照此时的功能，称之为去耦电容。电源-地平面对的作用和去耦电容一样，但是由于其特殊性，将其单独列出。
PCB走线和PCB过孔，统一称为PCB。
芯片封装一般由器件厂家决定，我们改变不了它的特性，后续忽略不提。
所以，如果按照功能分类，高速PCB的PDN主要由如下几个模块组成：VRM、去耦电容、电源-地平面对、PCB组成。
但如果按照硬件设计流程的职能划分：
开关电源、LDO、电池、电容这些属于器件，在原理图设计阶段完成，我们称为原理图部分。
电源-地平面对、PCB走线，PCB过孔在布局布线阶段完成，我们称为EDA部分。
所以，如果按照硬件流程看，高速PCB的PDN从原理图设计到PCB设计的整个阶段都要考虑，二者缺一不可。
PDN成员的作用是什么？
基于我们的研究都是硬货，所以我们按照功能来讲解PDN的重要组成部分：VRM、去耦电容、电源-地平面对、PCB。
低频能量提供者—VRM
毋庸置疑，是PDN中的C位，它为负载提供稳定的电流，为负载提供主要能量。目前用的最多的VRM应该是开关电源和LDO。
开关电源的主流拓扑有Buck和Boost，熟悉电源的伙伴们都知道，二者的结构中，都有个重要的器件—串联的功率电感。功率电感的存在是一把双刃剑，首先，它成就了开关电源，让开关电源在重载情况下，有很高的能量传输效率。但是，功率电感的存在也让开关电源不能提供高频负载电流。因为功率电感的感值一般在uH以上，所以1MHz以上的负载电流会在功率电感上呈现出很大的阻抗，使得开关电源无法为负载提供高频负载电流。
LDO相比开关电源，其频率相对较高，但LDO在负载较大时，损耗太大，不适合为大负载供电。
电池能提供相对较高频率的大电流，但是电池的电压会随着电量的耗尽而下降，电压不稳。
高频能量补充者—去耦电容
正是由于VRM的缺陷，去耦电容当仁不让地稳坐二哥位置。
我们知道高频负载由于频率高，对能量的获取都是瞬时的，所以每个周期抽取的电量很少。正是由于这个特性，电容就彰显出了重要的作用。从电容的公式我们知道：
C=Q/U，Q=I*t。
所以1uF的电容在电压为1V时，可以提供大约1A持续1us的电流。22uF的电容在电压为1V时，可以提供大约22A持续1us的电流.
1MHz的负载，周期也就是1us左右。
所以，去耦电容虽然存储的能量较少，但是为高频负载补充能量却显得绰绰有余。而且负载频率越高，容值越小的电容即可担此大任。
能量传递者—PCB
即使大哥和二哥为负载补充了全频段的能量，但是能否将能量尽可能多地传递给负载，就要看节奏位—PCB布局和布线了。
作为传输路径，我们在电池灯泡模型中就提到了：DCR小，ESL低。
所以EDA布局布线的原则简单粗暴：粗，大，短，直。
辅助位—电源地平面对
电源-地平面对就像和七仙女谈恋爱，可遇而不可求。
成本的压缩和走线的复杂程度，导致很难保证电源-地平面对是完整的。而如果说到电源-地平面对的作用，实际和去耦电容一样。只不过电源-地平面对是PCB本体搭建的电容。P电容的结构是金属中间夹层介质。而电源-平面对刚好保证了金属平面中间有一层介质。
去耦电容的特性和去耦电容的设计
由于VRM在为负载提供高频电流时，显得萎靡不振。所以去耦电容在PDN的地位等同于VRM。去耦电容存储存储的电荷虽少，但摆放合适的情况下，可以为负载提供所需要的高频电流。
去耦电容和滤波电容的区别是什么？
去耦电容和滤波电容在本质上没有区别，它们都是电容，都是为了去除电源上的高频交流杂波。
滤波电容是滤除VRM自身产生的高频交流杂波（例如开关电源的纹波），常放置在电源的输出端，滤波电容将电源产生的交流杂波通过自身导入GND上，达到消除目的。
去耦电容是滤除负载自身产生的高频交流成分（例如开关噪声），常放置在负载的电源输入端。前面我们说过，负载突然抽取高频大电流，由于VRM萎靡，负载就只能靠PDN上的去耦电容来补充电流，一旦PDN不好，输入端的电源就会产生塌陷或者过冲，产生高频交流杂波。去耦电容是为负载补充高频的电流，来避免产生杂波。
正是因为此，工程测量噪声时，要求靠近输入电容测试，噪声是高频，示波器用全带宽。测量纹波时，要求靠近输出电容测试，纹波是低频。要求纹波用20M带宽。
所以，去耦电容为负载补充高频电流，防止负载产生杂波。滤波电容将电源产生的杂波短路到GND上，来消除杂波。这就是二者最大的差别。
去耦电容的理想与实际？
我们在物理学科中，知道电容的重要特性是“通交隔直”。这个词对电容的特性阐述的非常精准，但也因为光芒太亮，导致我们忽略了课本中的电容的另外1个特性：理想模型。
在理想模型下，负载的高频电流就是交流电流，而电容通交隔直，根据电容的阻抗公式Xc=1/2πfC。我们会以为，频率越高，电容的阻抗越小。所以忽略了理想模型的工程师，总是有个疑问：既然电容通交隔直，放的电容值越大，去耦效果岂不是越好？
理想的电容模型，电容就是1个简单的C组成，而实际电容的生产工艺中，由于存在金属连接，封装等各种因素，势必会引入寄生参数（主要为ESL和ESR，有些电解电容还存在漏电，就需要在电容模型边再并联个大电阻，此处忽略不计）。从而电容的理想模型和电容的实际模型如下：
正式由于实际模型中出现了ESL和ESR，所以电容的阻抗公式Xc=ESR+1/2πfC+2πf*ESL。用仿真软件，进行仿真。
电容的频率响应曲线成了下面的这个样子：
我们看到:
理想模型，频率越高，电容容抗越小，直到趋近于0。
实际模型，在到达某个最低点后，随着频率越来越高，电容抗值又增加了。这就是理想与现实的差距。
在实际模型中，曲线最低点就是电容的谐振点，在谐振点处的频率称为电容的谐振频率，谐振点处的阻抗值为ESR。
正是因为实际电容只有在频率谐振点处，阻抗最低，所以如果要实现PDN全频段阻抗都低，就需要搭配不同的电容来实现。
去耦电容该如何选择？
目前用的最广泛的是陶瓷贴片电容，陶瓷贴片电容主要有如下2个特性：
同样类型相同容值的陶瓷贴片电容，封装越小，ESL越小，谐振频率点越高。如下为村田1uF电容，不同封装的频率响应曲线。红绿蓝黄分别对应的封装分别为：0805,0603,0402,0201。
2.同样封装的陶瓷电容，容值越小，谐振频率点越高。如下为村田0201封装规格的电容，不同容值的频率响应曲线。红绿蓝分别对应的容值为：100nF,150nF,220nF。
知道了电容的特性，我们再来看看PDN曲线（电容组合为4.7uF+1uF+100nF+470nF）：
可以清楚地看到，每个电容的谐振点都在PDN上表现了出来。所以PDN在哪个频率点超了目标值，就要根据曲线形状来调整相应频率点的电容。
例如某芯片VDD（引脚为A1，A2，A3）和GND（引脚为B1、B2、B3）对PDN的要求是，0-30MHz不得超过50mR。
首先根据布局面积，评估电源引脚附近可以放置几个电容。此处假如可以放置4个。
4个电容参考电容的规格，找4个谐振点都在30MHz以下的电容，进行搭配仿真，找出余量最充足的搭配组合，仿真方法后续有详细教程。
此处要注意的是，电容单体的谐振频率点在放置在PCB上后，由于PCB寄生参数的影响，谐振点会偏移。
所以原理图上去耦电容设计好后，等PCB布局布线完成后，还要根据PCB的影响来做稍许调整去耦电容的参数。
PDN布局布线的原则
PCB的作用至关重要，就是将电源和去耦电容的电荷，尽可能无损耗的传输给负载，保证负载正常运行。PCB布局布线不合理会直接导致传输路径上ESR和ESL偏高，即使VRM性能优良，去耦电容性能强劲，PDN也会一塌糊涂。
所以我们在PCB布局布线时，需要：
尽可能地降低ESR，保证PDN在低频时满足阻抗要求。 尽可能地降低ESL，保证PDN在高频时满足阻抗要求。
布局布线对于ESR和ESL的影响基本是一致的：线越粗，越短，走的越直。ESR和ESL值越低。（传说中的粗短直理论）
如下图，以双面布局为例，IC在TOP面，去耦电容在Bottom面。（这幅图中，传输路径VCC端，布局布线很差，传输路径的GND端，布局布线很好，用于做对比）
在设计前，首先明确电流的流向，明确电流通路，电源完整性有两个重要定理：A.电流总是走最短路径；B. 电流必须有返回路径。
去耦电容相当于为负载提供高频电流的电源，所以电流总是从电容的正极出发，经过PCB，给到负载正极，再通过负载的GND管脚流出，通过PCB，流回电容负极。
明确电流流向后，我们开始布局布线。
1.布局时靠近供电区域放置。按照走线越短原则，双面布局，势必要求电容的布局在IC相应供电pin脚的正下方，原本没有方向的电容，好像变得有方向了。电容的VCC端最好在IC的VCC正下方，电容的GND端最好在IC的GND端的正下方。如果IC的GND端正下方是电容的VDD端，那么PDN将大打折扣，环形电流路径上ESL越大（相当于绕线电感）。
2.基于电流流向，走线粗短直。如图，VCC经过3个不同的位置过孔，从Bottom分别经过4-3孔，3-2孔，2-1孔，到Top面，3个过孔垂直方向不在一条线上，ESL大。而GND从Top经过3个1-4孔，直接到bottom层，ESL和ESR就小。不同层的过孔尽量垂直于一条线上，即使无法保证垂直于1条线，每层孔与孔的位置不要太远。
3.基于电流流向，增加并联支路。基于电流流向，如果有过孔，可以增加过孔的数量。如GND路径，从Top打1-4孔，到Bottom。原本1个1-4过孔的寄生参数为6pH，打3个过孔，ESL就变成了2pH，降低了3倍，优化明显。
4.保证局部电源平面和局部地平面的完整性。可以在垂直于IC供电引脚的下方，建立VCC平面区域，在垂直于IC GND引脚的下方，建立GND平面区域。保证电容的电荷，从电容出发，经过走线和过孔，流到电源平面，在经过走线和过孔，给到负载。电流通过负载的GND管脚，通过走线和过孔，流回GND平面，再通过走线和过孔，流回电容GND端。如果电源的供电管脚存在多个，建立平面后，可以实现1颗电容为所有管脚去耦。
5.平面尽量靠近负载侧。如4层板，负载在1层，那平面优先考虑1层和2层。若6层板，负载在1层，平面优先考虑2层，3层。
以上原则，对单面布局同样适用，单面布局的难点仍然是平面能否保持完整？在PCB分层时，一定要仔细推敲，避免平面被信号打散。
转自------《每日硬知识》公众号
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